带反并联二极管IGBT中的二极管设计 - 电源技术 - 电子工程

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反并联二极管的正确设计需要考虑各种因素。其中一些与自身技术相关，其它的与应用相关。但是，正向压降Vf 、反向恢复电荷Qrr 以及Rth与Zth散热能力最终将构成一种三角关系。

由于在当前的二极管技术条件下，二极管芯片本身的尺寸已经被削减至很小，所以二极管设计师再次将目光投向电气性能(忽略成本因素)。本文将聚焦驱动应用中的二极管，进行利弊分析与思考。对于所有应用来说，所考虑的基本点是一样的：应该使用静态损耗较低的二极管，还是考虑整个系统(包括IGBT)性能而使用静态损耗稍高但开关损耗较低的二极管。

二极管优化
  二极管的反向恢复电荷Qrr与正向压降Vf的关系曲线可以表示出二极管的特性。这意味着，原则上该曲线上的每一个点都能实现，如图1所示。因此，可以设计出低Qrr、高Vf的二极管，或者低Vf、高Qrr的二极管。该曲线可以通过改变电流密度或寿命抑制实现。

图 1二极管的Qrr-Vf关系曲线
一般而言，芯片尺寸越大，由于电流密度降低，正向压降Vf也会降低，这有助于改善芯片的散热能力，但同时开关损耗增加，成本也会有所提高。

对于给定的电流密度和芯片尺寸而言，通过局部(例如氦离子照射)或整体(电子照射或带有再结合中心的掺杂，如金或铂)方法削减载流子寿命有着相似的作用。缩短载流子寿命可削减器件中的积累电荷Qrr，但降低了导通性能,提高了正向压降Vf；延长载流子寿命能降低正向压降Vf，但开关损耗增高。大多数实用二极管采用一种或多种寿命控制方法，但整流二极管除外。整流二极管频率非常低并且对导通损耗要求很高，因此并不总是需要削减载流子寿命。


图2取决于芯片尺寸的热阻
对于本文讨论的二极管技术而言，改变电流密度或芯片尺寸都能导致非常相似的曲线。本文选择了改变电流密度并进行了相关计算。这种方法意味着更小尺寸的二极管芯片，从而实现单片晶圆更高的芯片产量，从而削减芯片的单位价格。
另一方面，更小的芯片有着更高的结对壳热阻RthJC，因此首先想到的是需要更大的散热器。但这一结论下得为时过早。
芯片尺寸与热阻RthJC之间的关系如图2所示。可以看出双曲线值近似由圆片贴装、芯片本身以及导线框的焊接厚度所决定。

但是，为了得出最终评价，有必要更深入地了解总损耗以及IGBT与二极管的损耗分配。


图3从二极管到IGBT的整流过程
对整流过程的分析显示，二极管的反向恢复电荷产生的电流不仅加在二极管本身，而且还流过被整流的IGBT，如图3所示。集电极波形中的阴影部分代表二极管的反向恢复特性以及寄生输出电容放电产生的额外电荷。但输出电容部分通常可以忽略，因为IGBT电容非常小,因此，可假设该区域是完全由反向恢复造成的。可以看出，首先，当IGBT电压还处于高电平时，反向恢复电流已经开始流动。其次，二极管电流拖尾100ns左右。很明显，二极管的反向恢复性能对于IGBT中的开关损耗有着非常重要的作用。

观察功率损耗的分布情况可知，主要功率损耗通常来自IGBT，因此IGBT会造成二极管芯片的发热。如果二极管本身有更高的损耗，在二极管自身的发热比IGBT的损耗发热更高时，这种情况才会发生改变。从产品角度来说，提高二极管的温度是有利的，这样可以降低总体损耗以及IGBT结温。尺寸而获得更高的RthJC，但这不影响IGBT与二极管结合的性能，因为总体功耗 降低了。与EmCon2技术相比，采用EmCon3技术的全新反并联二极管具有较高的正向压降、改进的反向恢复特性以及更低的开关损耗。



图4二极管优化的损耗平衡(RthHS = 4.2 K/W,TA = 50℃, cosΦ= 0.7)
该结论与大多数人的理解——用于驱动应用的二极管必须针对低导通损耗进行优化－相矛盾。特别是在家电驱动中，如变频洗衣机，低开关损耗同样至关重要。因为在那些应用中，开关频率可以达到15 kHz或更高。在这种情况下，开关损耗将构成驱动中整体损耗的很大一部分，绝不能被忽视。这种优化为多种应用打开了大门——不仅在驱动市场，还有所谓的“高速”领域。


图5TrenchStop-IGBT采用Vf优化型二极管(左条形图)以及采用最终设计二极管(右条形图)时的开关损耗
EMCON3与EMCON2技术的基准
   两种带二极管的IGBT的单位安培功率损耗平衡情况如图4所示。左条形图显示的是最新推出的EmCon3技术与TrenchStop-IGBT(IGBT3技术)结合的结果。如上所述， EmCon3技术是针对更低开关损耗以及稍高正向压降进行优化的。右条形图显示的是EmCon2技术与TrenchStop-IGBT结合的结果。本基准中使用的EmCon2二极管是英飞凌Fast-IGBT系列中的反并联二极管。该二极管针对低正向压降进行了优化。在图4中使用的是IGP10N60T, 热阻RthHS =4.2 K/W的散热器, 环境温度TA = 50℃, 使结温升高至125℃左右。开关频率fP为16 kHz，证明了IGP10N60T和EmCon3技术结合的性能。从图5中可以看出，正如预期的那样，IGBT导通损耗根本不受二极管影响。Vf优化型二极管的Qrr提高对IGBT的动态损耗PvsI和二极管的动态损耗PvsD有很大影响。两种影响合在一起：二极管本身动态损耗的提高及其对IGBT的影响，超越了Vf优化型二极管导通期间的优势。该特性在开关频率为5 kHz 左右时已经非常明显，开关频率越高影响越大。

图6 用于温度计算的热等效电路
当然，针对具体硬件电路设计确定损耗平衡的各个部分并非易事。通常，工程师在外壳或导线框上测量温度。两个二极管的热阻RthJC被认为是一样的。结合系统的热等效电路如图6所示。恒定环境温度形成共同的外壳温度TC，该温度由散热器热阻以及IGBT和二极管的损耗总量决定。因此，二极管和IGBT不同的结对壳热阻RthJCD 和RthJCI可导致不同的结温TJD和TJI。

两种结合系统形成的结温如图7所示。结温接近125°C,与IGP10N60T和Vf优化型EmCon2二极管结合相比，IGP10N60T与Qrr优化型EmCon3二极管结合实现了更低的结温。在左侧条形图中，二极管和IGBT的温度要低4K，IGBT的功率损耗低0.7 W ，二极管低0.2 W。由于IGBT的RthJC更低，IGBT更大的损耗减小对结温的影响比二极管相对更少的损耗减小产生的影响要小。因此温度差是一样的。


图7两种结合系统形成的结温
当然，损耗降低也被较小的RthJC牺牲了一部分。但是计算显示，在环境温度TA为50℃ 时，与10A-IGBT IGP10N60T结合时，最终二极管的结温大约低了4 ℃。还可以看出，IGBT的结温也低了4℃。因此，该系统总体上从所选的二极管优化方法中获益。如果达到与最终二极管一样的结温，可以从逆变器中获得更高电流，从而获得更高的功率输出，如图8所示。另一方面，在给定输出电流下，甚至可以削减散热器尺寸，从而降低驱动装置的成本。不管设计师用哪种方法，系统将实现更高的效率。


图8逆变器中一个半桥的输出有效值电流
结语

二极管优化只考虑正向压降是不够的，这必须考虑IGBT技术以及应用条件。在本文中，与TrenchStop-IGBT并联的二极管是根据IGBT技术与应用条件进行设计的。这些二极管芯片尺寸更小，但是能比更大的Vf优化型芯片实现更低的结温。这使得工程师能够更多地利用IGBT与二极管。它可以缩小散热器的尺寸或增加给定系统的输出功率，削减系统成本。