48V革命：超薄笔记本电脑需要GaN加数字控制技术

shuszhao

对于超薄笔记本电脑和高端游戏系统等高密度计算应用来说，基于GaN的解决方案与数字控制技术相结合可以提高整体效率、缩小尺寸，并降低系统成本。
过去十年来，计算机、显示器、智能手机和其它消费电子产品变得越来越薄，功能也越发强大。如何提供更薄的解决方案，同时又要在有限的空间内获得更强大的性能，这个需求在不断增长。
为了应对这一挑战，寻找适用于笔记本电脑或超薄显示器的超薄型48 V至20 V电源解决方案，我们对各种非隔离式DC-DC降压拓扑结构的相对优势进行了研究。

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为什么采用GaN FET？


表1：EPC2218 eGaN FET和两个基准MOSFET的基本参数比较
表1将一个100 V eGaN FET与两个同类最佳的MOSFET进行了比较（这项比较对eGaN FET略有不利，因为我们是将80 V MOSFET与100 V EPC2218 eGaN FET进行比较）。由于eGaN FET的栅极电荷较低，因此开关损耗要低得多；可实现更短的停滞时间，所以损耗更低。eGaN FET无反向恢复、输出电荷较低，与具有类似导通电阻的硅器件相比，其体积也要小得多。


为什么采用数字控制？

超薄变换器设计采用了灵活的数字控制，这对开发复杂的控制方案尤其有用。通过补偿控制器对电流和电压环路进行调节控制，再辅以各种电路保护功能，就可以轻松进行数字管理。 而且，这些控制器可提供高时间分辨率，实现了GaN的最佳停滞时间管理，可控制在10 ns以内，远低于硅基MOSFET及其控制器/驱动器的停滞时间。
数字控制还允许使用兼容GaN的栅极驱动器，这种驱动器具有高驱动强度以实现快速开关，同时具有高侧栅极电压钳位功能，以对栅极过压提供保护。
而嵌入式MCU内核的作用远不止仅仅执行反馈环路。它完成的任务还包括：嵌入式和自我优化的保护阈值；对所测电压、电流和温度的增强合理性检查；控制信号的验证；自适应效率和带宽优化算法；以及不同控制模式之间的即时切换。这些都有助于提高最终产品的鲁棒性与性能。
现在，我们来研究实现更薄变换器设计的两种方法。首先来看一下同步降压拓扑结构，这种拓扑在DC-DC降压变换器设计中很常见，它简单、易于控制且成本低廉。
凭借可自由编程的反馈环路和极为灵活的外设，数字控制器可以为所有标准的，以及很多先进的整流技术和控制模式提供支持。降压变换器可以在多种不同的固定和可变频率模式下运行。每种模式都有其特定的优点与缺点，其中一些需要特定的辅助电路或高保真反馈信号，这会导致成本的增加。
图1：Microchip数字信号控制器适用的五个主要控制模式
如图1所示，数字控制可适应的五种主要控制模式如下：
1.电压模式控制
2.平均电流模式控制
3.峰值电流模式控制
4.迟滞模式控制
5.自适应恒定导通时间控制
图2：典型的平均电流模式控制系统功能框图
图2给出了典型的平均电流模式控制系统框图，它由级联的外部电压环路和内部平均电流环路组成。这种控制系统广泛应用于输出功率高于50W的高功率单相和多相转换器。外部电压环路将最新电压与内部参考值进行比较，并通过分立的补偿滤波器处理偏差的逆变。滤波器输出代表下一个电流控制周期的电流环路参考。内部电流环路将最新的电流反馈值与电压环路提供的新参考值进行比较，并在第二个补偿滤波器级中处理偏差的逆变。
然后，根据控制和换向模式，将第二个滤波结果写入PWM信号发生器寄存器，以调节占空比、相移或频率；或者，在迟滞、峰值或谷值切换换向的情况下，将其写入其它外设 ，如数模转换器（DAC），用以调整模拟比较器的参考。
图3：dsPIC33CK64MP102结构框图，中间部分是用于实现高速实时控制环路的架构
该框图显示了高性能“安全就绪（Safety-Ready）”数字信号控制器dsPIC33CK64MP102的体系架构，该控制器专为高速开关模式电源（SMPS）应用而设计，例如EPC9148和EPC9153电源变换器参考设计。该器件的架构是一种改良的哈佛架构微控制器，包括带集成数字信号处理器（DSP）的RISC中央处理单元（CPU）、并行存储器总线和互连的外围模块。
图3中间部分的架构用于实现高速实时控制环路，它是异步于CPU时钟和进程的外设之间的互连平衡组件，这些外设包括模拟比较器和事件逻辑，以及在反馈信号的数据处理中循环的同步功能，这些同步功能用于建立高响应性、非线性、智能验证条件响应。该器件本身具有增强型端口保护功能，同时支持高达150℃的环境温度（175℃结温），并且采用超小型4mm x 4 mm封装，满足了典型的高功率密度DC / DC变换器设计鲁棒性需求和空间需求。


数字控制环路应用示例

实现最高效率和功率密度是不断提高终端产品性能的关键因素。可靠、可自由配置的高分辨率开关信号的产生使GaN栅极驱动器的应用成为可能，而且，通过以亚纳秒精度调整死区时间，功耗也得到最大程度地降低。
在中间总线体系结构（IBA）配电网络中，诸如EPC9148或EPC9153这样的中间总线变换器（IBC）一直是单点故障敏感器件。因此，其功能安全性和高耐用性成为设计的至关重要的部分，它将直接影响终端产品的可靠性。许多基本功能模块（例如反馈环路、开关频率、保护阈值、远程控制接口等）如果具有可编程性，终端用户可以轻松地将完全可配置的IBC模块集成到配电网络中，而无需太多设计。动态环路调整尤其有助于应对和解决配电网络的稳定性问题，可以使最终产品更加平衡且耐用。
对于EPC9153薄型电源模块，能够连续运行的数字控制器灵活性可以用来解决两个应用中的关键挑战：


提高轻载效率

在轻载和空载条件下，同步降压变换器的效率急剧下降，这在计算机基础设施系统中是个很大的问题。在这些系统中，高性能负载经常在轻载和满载条件之间切换，而且轻载周期不断累积，占据了大量的运行时间。数字控制器可以检测非连续/连续导通模式（DCM / CCM）之间的转换，并且可以将同步整流器开关调制为理想二极管，以最大程度地降低损耗。但是，异步操作导致响应时间减少，考虑到负载状态将不断要求轻载下的高速响应，这有点降低效率。
有一种方法可以避免上述问题，即在轻载的可变频率迟滞模式和较高负载的固定频率之间进行切换，因为这两者有相似的响应时间。
在热输出待机模式下，变换器需要在空载条件下提供稳定的输出电压，以支持下游负载从睡眠模式中立即恢复。由于可以通过在谷值和峰值电流上触发硬件比较器以驱动开关单元，建立迟滞模式，因此仅需最小的控制环路干预即可提供稳定的输出电压。 在此期间，即使CPU内核也可以进入睡眠状态，只有在独立外设指示负载发生变化时才偶尔被唤醒。通过在有效的切换周期内即时重新配置PWM信号发生器逻辑，可以实现迟滞模式和固定频率模式之间的切换。这时，在迟滞模式下暂停的平均电流控制环路在控制反馈环路之前要进行预充电，以满足即时的控制输出需求，从而在控制模式之间实现无缝过渡。


功率超标升压模式

在计算系统中，偶尔的峰值功率需求明显高于负载的平均功率消耗，而且发生过功率事件的可能性很低且持续时间也短，不值得过度设计配电网络；因此在这类系统中，通常需要支持所谓的升压模式，即输出功率在有限的时间内超过标称最大值。
如图4所示，宜普电源转换公司（EPC）提供的EPC9153演示板可以在有限的时间内支持2倍于其250W标称输出的功率。示例中的固件定义了两个持续时间阈值，一个在150%负载下，另一个在200%负载下。
这种实现方式仅用于评估目的。在实际应用中，过载限制必须是动态的，并适应特定的应用环境，其中散热管理是主要的限制参数。
图4：基于eGaN FET的同步降压变换器EPC9153 – 它采用Microchip dsPIC33CK控制器，以及两个100V、3.2 mΩ EPC2218 eGaN FET作为输出晶体管
在该演示板中，额定电压100 V且最大导通电阻为3.2 mΩ 的eGaN FET EPC2218 [3]作为功率级选择；具有高驱动强度的uP1966A栅极驱动器用来驱动FET；高侧栅极驱动采用EPC2038同步自举电路，确保4.9 V栅极电压。另外，dsPIC33CK器件以全数字方式驱动和控制变换器，以软件方式实现并执行反馈环路。
EPC9153中的最大元器件高度仅为6.5毫米。
图5显示了在48 V输入和56 V输入、20 V输出条件下的总系统效率。图6显示了在400 LFM气流下，系统稳态时的散热性能。在25℃的环境温度中，其最高温度低于62℃。
图5：在20 V输出时，EPC9153演示系统的峰值效率达到98.2％。
图6：在56 V至20 V和12.5 A输出、400 LFM强制气流下，同步降压变换器的稳态热像图。演示板的最高温度低于62℃。


采用多电平变换器实现更薄的解决方案

图7所示为第二种拓扑结构，即多电平变换器。该变换器可以实现与同步降压转换器相同的电感电流纹波，同时具有更高的开关频率和电感。因此它可以降低开关损耗并减小电感器尺寸。
图7：三电平变换器EPC9148的原理图，其输入电压为40至60 V，输出电压为5至20 V
为设计这种40-60 V输入、5-20 V输出的三电平变换器，可以采用GaN FET以进一步减小变换器尺寸并提高效率。Q1选择100 V、3.5mΩ（典型值）的EPC2053  eGaN FET，因为在启动过程中，该器件需要在短时间内阻断全部输入电压。Q2、Q3和Q4采用40 V、3mΩ（典型值）的EPC2055  eGaN FET。图8显示了该三电平变换器的俯视图和侧视图。
该变换器采用2.4 µH/3.5 mm电感，以400 kHz的频率切换，该电感可产生800 kHz的频率并同时提供12.5A最大输出电流。如图9所示，在48 V输入和12 V或20 V输出下的总系统效率达到近98%。图10显示了在48 V至19 V输入和12.5 A输出电流下，变换器的散热性能。电路板的最高温度低于65°C。
和标准降压变换器一样，飞跨电容型多电平变换器控制方案需要实现输出电压调节和输出电流保护功能。为了避免FET承受过大的压力，这种控制器还需要在正常运行和启动期间，将飞跨电容的电压平衡保持在输入电源电压的一半。
在启动期间，通过现有的电压感应电阻器网络，以及采用位于VIN和VCP之间并仅导通Q4的附加电阻器，飞跨电容被初始充电至输入电压的一半。
该设计的主控制环路基于数字平均电流模式控制环路。其环路会计算降压变换器设计所需的占空比，以满足下一个开关周期的功率需求。由于飞跨电容的倍频效应，一个开关周期可以定义为400 kHz基本开关频率。这样，在一个完整的飞跨电容周期和两个电感电流纹波周期期间，每个新的控制输出将保持恒定。
CFLY电压平衡算法会连续计算PWM边沿偏移，以补偿由元器件容差、温度影响和负载电流引起的电容电压不对称。在PWM逻辑推出新的时序之前，这个附加控制模块的输出将合并到主环路的PWM控制输出中。
在基于GaN的 IBC应用中，嵌入式数字控制的所有基本优势（如前文介绍EPC9153降压变换器时提到的），仍然适用于EPC9148多电平变换器。
在EPC9153中，数字控制可以极大地帮助提高性能并使设计更高效、更耐用；而EPC9148的多电平电路，本质上需要增强的复杂信号生成功能和互连的环路控制才能正常工作。
很明显，这里有两个关键点：（1）飞跨电容电压平衡需要具有脉冲时间操控功能的双半桥驱动器的精确定时；（2）飞跨电容电压平衡需要独立的控制算法，从主控制环路以及外围实例中推导并提供参数。
值得注意的是，如果不紧密耦合到主控制环路和外围器件操作，飞跨电容电压控制将可能成为严重的性能瓶颈。在800 kHz的高纹波频率下，PWM信号生成、ADC触发、主环路输出调制和平衡参数计算之间的过程协调需要高度确定性，并且抖动很小。
图8：三电平变换器的俯视图和侧视图。功率级中的Q1选择了100 V额定电压、最大导通电阻为3.8mΩ的eGaN FET EPC2053。Q2、 Q3和Q4选择了40 V额定电压，最大导通电阻为3.5mΩ的EPC2055。包括控制器和电流采样在内的所有元器件均位于电路板顶部，最大高度仅为3.5 mm。
图9：48 V输入、12 V和20 V输出时的总系统效率与输出电流之间的关系。20 V输出时，效率达到近98％。
图10：在48 V至19 V，12.5 A输出电流条件下，变换器的热像图。在400 LFM强制气流条件下，电路板上的最高温度低于65°C。


总结

尽管EPC9153降压变换器和EPC9148多电平变换器实现了大致相同的效率，但最终的系统尺寸却有很大差异。图11比较了两个变换器，可以看出，多电平变换器具有明显的尺寸优势。eGaN FET和数字控制的组合优势可以实现超薄解决方案，可满足超薄笔记本电脑和高端游戏系统对小尺寸、高功率的苛刻要求。
图11：EPC9153降压变换器和EPC9148多电平变换器的尺寸比较。两个系统在250 W功率和400 LFM气流下的效率均约为98％
数字控制具有简化复杂控制方案的灵活性，它提供了实现最佳停滞时间管理的分辨率，以及快速切换的高驱动强度和所需的保护特性。这些应用的48 V输入级要求80至100V额定电压的器件。与硅MOSFET相比，eGaN FET具有卓越的性能、更小的尺寸和更低的成本。
GaN加数字控制是48 V革命的理想方案！

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