为增强型GaN功率晶体管匹配门极驱动器

shuszhao

氮化镓(GaN)是最接近理想的半导体开关的器件，能够以非常高的能效和高功率密度实现电源转换。但GaN器件在某些方面不如旧的硅技术强固，因此需谨慎应用，集成正确的门极驱动对于实现最佳性能和可靠性至关重要。本文着眼于这些问题，给出一个驱动器方案，解决设计过程的风险。

氮化镓(GaN)HEMT是电源转换器的典范，其端到端能效高于当今的硅基方案，轻松超过服务器和云数据中心最严格的80+规范或USB PD外部适配器的欧盟行为准则Tier 2标准。虽然旧的硅基开关技术声称性能接近理想，可快速、低损耗开关，而GaN器件更接近但不可直接替代。为了充分发挥该技术的潜在优势，外部驱动电路必须与GaN器件匹配，同时还要精心布板。

对比GaN和硅开关


更高能效是增强型GaN较硅(Si)开关的主要潜在优势。不同于耗尽型GaN，增强型GaN通常是关断的器件，因此它需要一个正门极驱动电压来导通。增强型GaN的更高能效源于较低的器件电容和GaN的反向(第三象限)导电能力，但反向恢复电荷为零，这是用于硬开关应用的一个主要优点。低栅源电容和栅漏电容，产生低总栅电荷，支持门极驱动器实现快速门极开关和低损耗。此外，低输出电容提供较低的关断损耗。可能影响实际GaN性能的其它差别是没有漏源/栅雪崩电压额定值和相对较低的绝对最大门极电压，Si MOSFET约+/-20V，而GaN通常只有+/-10V。另外，GaN的导通阈值(VGTH) 约1.5V，远低于Si MOSFET(约3.5V)。如果外部驱动和负载电路能够可靠地控制源极和门极电压，开关频率可达数百kHz或MHz区域，从而保持高能效，进而减小磁性器件和电容尺寸，提供高功率密度。

GaN门极驱动对性能至关重要


使门极驱动电压保持在绝对最大限值内并不是唯一的要求。对于最快的开关，一个典型的GaN器件需要被驱动到约5.2V的最佳VG(ON)值，这样才能完全增强，而不需要额外的门极驱动功率。驱动功率PD由下式得出：

其中VSW为总门极电压摆幅，f为开关频率，QGTOT为总门极电荷。虽然GaN门极具有有效的电容特性，但在门极的有效串联电阻和驱动器中功率被耗散。因此，使电压摆幅保持最小很重要，特别是在频率很高的情况下。通常，对于GaN来说，QGTOT是多少nC，约是类似的硅MOSFET值的十分之一，这也是GaN能够如此快速开关的原因之一。GaN器件是由电荷控制的，因此对于具有纳库仑门极电荷的纳秒开关，峰值电流为安培级，必须由驱动器提供，同时要保持精确的电压。
理论上，GaN器件在VGS = 0安全关断，但在现实世界中，即使是最好的门极驱动器，直接施加到门极的电压也不可能是0V。根据VOPP = -L di/dt (图1)，在门极驱动回路共有的源引线中的任何串联电感L都会对门极驱动器产生相反的电压VOPP，这会导致高源di/dt的假开关。同样的影响可能是由关态dv/dt迫使电流流过器件的“Miller”电容造成的，但对于GaN，这可忽略不计。一种解决方案是提供一个负门极关断电压，可能-2或-3V，但这使门极驱动电路复杂，为避免复杂，可通过谨慎布板和使用以‘开尔文连接’和具有最小封装电感的器件，如低高度、无铅PQFN型封装。

图1：源极和门极驱动共有的电感会引起电压瞬变

高侧门极驱动的挑战


GaN器件不一定适用于所有的拓扑结构，比如对大多数“单端”反激式和正激式器件，因为没有反向导通，虽然在能效上比硅MOSFET有优势，但成本过高。然而，“半桥”拓扑-如图腾柱无桥PFC、LLC转换器和有源钳位反激，将自然成为GaN的根据地，无论是硬开关还是软开关。这些拓扑都有“高边”开关，其源是个开关节点，因此门极驱动被一个具有纳秒级的高压和高频波形所抵消。门极驱动信号来源于参照系统地面的控制器，因此高侧驱动器必须将电平移位与适当的耐压额定值(通常为450 V或更高)结合起来。它还需要一种为高侧驱动产生低压电源轨的方法，通常采用由自举二极管和电容组成的网络，参照开关节点。开关波形应力为dV/dt，GaN可达100 V/ns以上。这导致位移电流流经驱动器到地面，可能导致串联电阻和连接电感的瞬态电压，可能损坏敏感的差分门极驱动电压。因此，驱动器应具有较强的dV/dt抗扰度。
为了最大限度地防止灾难性的“击穿”和实现最佳能效，半桥高侧和低侧器件应保证无重叠被驱动，同时保持最少的死区时间。因此，高侧和低侧驱动应有严格的控制和非常匹配的传播延迟。
对于低侧，接地驱动器应直接在开关源进行开尔文连接，以避免共模电感。这可能是个问题，因为驱动器也有一个接地信号，这可能不是最好的连接。因此，低侧驱动器可能采用隔离或某种分离功率和信号的方法，具有一定程度的共模电压容限。

GaN驱动器可能需要安全隔离


现在增强型GaN器件在离线应用中受到极大的关注，这种应用要求设备及其驱动器至少有600 V的高压额定值，尽管低电压应用越来越普遍。如果驱动器输入信号由带有人工访问接口的控制器产生，可能通过通信接口，驱动器将需要符合相关规范的安全隔离。这可通过高速信号电流隔离器以适当的绝缘电压实现。保持驱动器信号边缘率和高低侧匹配成为这些布板的问题，虽然控制器电路常被允许作为‘主要参考’，但无论如何，在大多AC-DC转换器中这是常态。

应用示例 – ‘有源钳位反激’


这是个有源钳位反激拓扑的例子(图2)，它使用一个高边开关将换流变压器的漏电感能量循环供应。与“缓冲”或硬齐纳钳位法相比，能效更高，EMI更好，漏波更干净，电路应用功耗低，在45W到150 W之间，典型的应用包括支持USB PD的手机和膝上型计算机的旅行适配器，以及嵌入式电源。

图2：GaN有源钳位反激转换器概览
图2显示安森美半导体的NCP51820专用GaN门极驱动器及NCP1568有源钳位反激控制器 (细节省略)。该驱动器带有一个栅极驱动，具有+5.2V的稳定幅度，适用于增强型GaN的高侧和低侧。其高侧共模电压范围-3.5V到+650V，低侧共模电压范围为-3.5至+3.5V，dv/dt抗扰度200 V/ns，其采用了先进的结隔离技术。如果在低侧器件源极有一个电流检测电阻器，低侧驱动电平移位使开尔文连接更容易。驱动波形的上升和下降时间为1ns，最大传播延迟为50 ns，且高低侧提供独立的源汲输出，以定制门极驱动边沿，达到最佳的EMI/能效折衷。在这种拓扑结构中，高低侧驱动器不重叠，但具有不同的脉冲宽度，以实现由NCP1568器件控制的具漏极钳位和零电压开关的电源转换/调节。

应用示例 – LLC转换器


在功率大于150 W的情况下，谐振式LLC转换器因能效高、开关电压应力有限而常被使用。该转换器的一个特点是通过变频调节驱动波形为50%的占空比。因此，控制死区时间以保证不发生重叠至关重要。图3显示了NCP13992高性能LLC控制器的典型架构。这种设计可以在500 kHz的开关频率下工作，并且通常用于大功率游戏适配器和OLED电视、一体化电脑的嵌入式电源。



图3：基于GaN的LLC转换器概览
如图所示的安森美半导体NCP51820驱动器可保证门极驱动不重叠，但对于需要它的拓扑结构（例如电流馈电转换器）可以禁用此功能。该器件还含一个使能输入和全面的保护，防止电源欠压和过温。它采用PQFN、4×4mm 的15引线封装，使短、低电感连接到GaN器件的门极。

布板考量


在所有应用中，布板是成功的关键。图4显示了一个采用安森美半导体的NCP51820的示例布板，微型化并匹配门驱动回路。GaN器件和驱动器被置于PCB同侧，通过适当的接地/返回平面来避免大电流通孔。

图4：GaN门极驱动电路的好的布板

总结


对于GaN开关，需要仔细设计其门极驱动电路，以在实际应用中实现更高能效、功率密度及可靠性。此外，谨慎的布板，使用专用驱动器如安森美半导体的NCP51820，及针对高低侧驱动器的一系列特性，确保GaN器件以最佳性能工作。

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